热阴极电离真空计的电路设计

       从热阴极电离真空计的工作原理可以看出, 测量Ii难度不大, 无非是采用高输入阻抗的运算放大器, 运用电流平衡法放大电流信号, 为了适应宽量程多数量级的信号变化, 需要采用真空继电器切换反馈电阻来控制增益。如果测量真空度不是很低, 采用对数放大不失为一个好的方法, 要注意温度漂移的影响。设计的重点是两个电压和电子流的稳定控制, 电路设计如何入手是关键所在。仔细分析图1 的原理, 将其用图2等效模型来分析。其中U C=200 V , U F= 50 V , I e= 0. 5 mA (10-1Pa～10-4Pa 时)或5mA(10-4Pa～10-8Pa 时)。从图2 中可以看出离子流Ii对Ie、UC和UF没有影响, 因此只需考虑其余三者相互控制的电路设计。

图2　电离规管等效模型

       从图2 中不难发现UC是相对独立的量, 因此电路采用稳压管来实现。显然, 问题的关键就集中在要同时保证I e 和U F 都稳定在期望值上。Ie是灯丝(热阴极) 加热而发射的电子受更高电位的栅极(阳极) 的吸引形成的, 因为两电极的相对电位是固定的, 因此I e的控制是以控制灯丝的工作电流来实现。有许多方法都能够实现这2 个参数稳定, 而采用串联电阻的方法最简单、可靠。如图3 所示, 如果串入的电阻R = U F/Ie, 问题就得到大大简化, 因此, 只要把U F 作为控制对象就能达到设计目的。如果需要不同的电子流I e, 只要改变R 的阻值就可以, 具体实现可以采用继电器等方法切换不同的R 来获得需要的Ie。

图3　采样点

          因为要与其他电路共用控制电源, 又考虑到灯丝阻值小、电流大的特点, 采用了脉宽调制(PWM ) 控制推挽变换的方法, PWM 芯片则采用普遍使用的U GN 3525 PWM 控制器, 具体原理框图如图4所示。

图4　真空计控制原理

          变压器T1有两组次级, 其中: 一组输出160 V 交流电, 经过简单的变换输出200 V 直流电提供栅极电位U C; 另一组经过整流滤波稳压提供系统所需24 V直流电源。图3 中的R 是由(R1//R3) + R4+ R8+ R 6组成的。因为灯丝发射电子与灯丝表面的温度有关, 又由于灯丝的热惯性的存在, 因此, 电子流并不随高频的灯丝电流变化, 而是比较平滑的。鉴于此, 变换变压器的输出没有整流滤波电路, 而是直接给灯丝提供高频交流电。这样, 避免了大电流器件的使用, 无疑也给变压器和整流稳压电路降低了设计难度, 同时也大大减小了整机的体积。U F 是通过电位器R 8 滑动端的分压送至PWM 控制电路中的U GN 3525 的反相输入端,并与UGN 3525 内部基准比较, 如果低于基准电压,PWM 控制电路将会增大脉冲宽度, 从而经推挽变换提高T 2 次级的平均输出电流。灯丝电流的增加将会使电子流增大, 电子流的增大又会导致R8 上的分压上升, 反之亦然。

          由于存在灯丝的热惯性, 简单的反馈容易发生灯丝闪烁现象, 电子流Ie会因为灯丝闪烁而大幅度波动, 离子流Ii同样也会波动, 给放大采集电路带来极大的困难。因此, 电路中增加了C3, 为电子流I e 的纹波提供交流旁路, 避免纹波因电阻的分压而衰减, 从而有效控制电子流的纹波。

           R5和C4的使用能有效抑制电源的波动, 并且能削弱PWM 控制器输出的变化幅度, 从而削弱因过调引起的波动。在PWM 控制电路的差分放大环节中适量的积分环节是必要的, 涉及到的积分环节的时间常数与PWM 频率、灯丝特性等有直接关系, 实际运用时需要仔细选用。

           为了保护灯丝因失控而烧毁, 电路中还需要有限流等措施, 如图4 中的R7 便能起到限流作用。另外, 当测量真空度达到10- 6 Pa 以上时, 要注意增加除气电路功能, 给电极除气。

          使用以上方法设计的真空计电路, 作为我们产品的一部分已经大量应用, 并且性能稳定可靠。由于采用了PWM 控制, 并经过了变压器的电流变换, 没有直接控制热阴极的大电流, 从而降低了功耗, 大大减少了大电流发热元件的数量, 使整机的温升得到有效抑制。如果需要设计商用真空计, 只要加上放大、采集和显示部分即可。